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除了整流器电路和逆变器电路外，主要的UPS电路还包括功率因数校正电路、转换开关、保护电路、辅助电源和电池充电电路。本章重点介绍功率因数校正电路、转换开关、保护电路和辅助电源，电池充电电路将在下一章中详细介绍。

 

功率因数校正电路

在电工原理中，线性电路的功率因数PF（功率因数）通常定义为cosφ，φ是正弦电压和正弦电流之间的相位角差。然而，由于整流器器件的非线性和电容器的存储，即使输入电压是正弦的，也会发生电流失真。此时，功率因数定义为：

PF=有功功率/视在功率

在上述公式中，有功功率通常等于平均瞬时功率，功率定义为电压有效值和电流有效值的乘积。

在整流电路中，省略了谐波电流的二次效应，可以将输入电压视为正弦，将输入电流视为非正弦，其中电流的有效值为：

 

 

其中，Irms（n）是NTH谐波的有效值。

设基本电流滞后于输入电压的角度为0，则电路的PF为

 

 

式中，Kd=Irms（L）/Irms，Kd称为电流波形失真因子；Kθ=cosθ，Kθ称为相移因子，即功率因子是电流波形失真因子和相移因子的乘积。

总频谱波失真（THD）定义为

 

 

电流波形失真因子Kd和THD之间的关系如下

 

功率因数校正方法

功率因数校正方法有两种：无源功率因数校正和有源功率因数校正。

无源功率因数校正电路是利用电感、电容等元件的滤波器，对输入电流波形进行相移和整形，使用这种方法可以使功率因数提高到0.9以上，其优点是电路简单，成本低；缺点是电路尺寸大，可能在某些频率点引起谐振并损坏电气设备。无源功率因数校正电路主要适用于低功率应用。

有源功率因数校正电路是在整流器和滤波电容器之间添加DC/DC开关转换器。其主要思想是：选择输入电压的参考信号、输入电流的跟踪参考信号、低频分量的输入电流和输入电压近似相同的频率和相位的波形，以提高功率因数和谐波，同时采用电压反馈，使输出电压近似平滑的直流输出电压。

有源功率因数校正的主要优点是：可以获得高功率因数，如0.97~0.99，甚至接近1；低总谐波失真（THD），可在较宽的输入电压范围内工作（如90~264V，AC）；体积小，重量轻，输出电压也保持恒定。

 

无源功率因数校正

无源功率因数校正有两种基本方法，即在整流器和滤波电容器之间连接无源电感器L，并使用电容器和二极管网络形成填谷无源校正。

如图5-1（a）所示，无源电感L将整流器与直流电容C分离，因此整流器和电感L之间的电压可以随着输入电压的变化而变化，整流二极管的导通角增加，从而改善了输入电流波形。

填谷无源校正的基本思想是使用两个串联电容器作为滤波电容器，并选择几个二极管，使两个直流电容器可以串联充电和并联放电，从而增加二极管导通角，提高输入侧功率因数。其电路如图5-1（b）所示。其基本原理如下：当瞬时输入电压上升到超过1/2峰值，即高于直流滤波电容器Cd1和Cd2上的直流电压时，二极管VD3导通，VD1和VD2由于反向偏置而截止，两个直流滤波电容Cd1和Cd2处于串联充电状态。

当瞬时输入电压降低到低于1/2峰值时，即，低于DC滤波电容器Cd1和Cd2上的DC电压时，二极管VD3截止，VD1和VD2导通，并且两个直流滤波电容器Cd1和Cd2处于并联放电状态。直流滤波电容器Cd1和Cd2充放电的临界点在输入电压的1/2峰值，arcsin（1/2）=30°，因此理论上整流二极管的导通角不小于180°-30°2=120°，这明显高于使用直流滤波电容时的导通角度。

 

有功功率因数校正

① 有源功率因数校正的主电路结构。

有源功率因数校正电路的主电路通常采用DC/DC下变频器，其中输出Boost变频器具有电感电流连续的特性，储能电感也可以用作滤波电感来抑制EMI噪声。此外，它还具有电流失真小、输出功率大、驱动电路简单等优点，因此得到了广泛的应用。除了Boost输出转换器外，buck-Boost、Flyback和Cuk转换器也可以用作有源功率校正的主电路。

② 有功功率因数校正的控制方法。

有源功率因数校正技术的思想是控制整流后的电流，使其与滤波电容充电前整流后的电压波形相同，从而避免电流脉冲的形成，达到提高功率因数的目的。图5-2显示了有源功率因数校正电路的原理。主电路采用全波整流器，实现交流/直流转换，电压波形不失真。

在滤波电容器C之前是用于实现升压型DC/DC转换的升压转换器。从控制回路的角度来看，它由电压外环和电流内环组成。在操作期间，升压电感器L1中的电流被连续监测和调整，以遵循整流后的正弦半波电压波形。

整流器的输出电压uD和升压转换器的输出电容电压uC与给定电压uC*之间的差用作乘法器的输入以形成电压外环，并且乘法器的输出是电流环的给定电流Is*。

将升压转换器的输出电容器电压uCof与给定电压Uc*进行比较的目的是判断输出电压是否与给定电压相同。如果没有，调节器可以将其调整为与给定电压相同。调节器（图中的运算放大器）的输出是一个直流值，这是电压回路的作用。整流器的输出电压ud显然是正弦半波电压波形，当乘以调节器的结果时没有变化，因此它显然也是正弦半波波形，并且与ud同相。

 

将乘法器的输出作为电流回路的给定信号Is＊确保受控电感电流iL Is与电压波形UD一致。Is*Is的幅度与输出电压uC和给定电压uC*之间的差有关，也与UD的幅度有关。L1 iF和Is*中的电流检测信号形成电流回路，产生PWM信号，即开关V的驱动信号。V导通，电感电流增加iL。当iL Is增加到等于电流Is*时，V截止，二极管导通，电源和L1释放能量，对电容器C充电，同时向负载供电，这就是当前循环的作用。

根据直流变换器的升压（Boost）工作原理，升压电感L1中的电流是连续和不连续的工作模式，因此可以在电流回路中获得开关V驱动器产生的PWM信号，有两种方式：一种是电感电流临界连续控制方式，另一种是感应电流连续控制方式。图5-3显示了两种控制模式下的电压和电流波形。

如图5-3（a）所示，当开关V截止时，电感电流iL刚好降至零：当开关接通时，iL开始从零逐渐上升；峰值iL恰好等于给定的电流值Is*。也就是说，当开关V接通时，电感电流从零上升；当开关关断时，电感电流从峰值降至零。电感iL的峰值包络是Is*。

因此，这种电流临界连续控制模式也称为峰值电流控制模式。图5-3（b）控制给定电流Is＊曲线上的电感电流iL，高频虚线近似于正弦曲线。因此，这种Is电流滞后控制，Is*反映了平均电流，因此这种连续电流控制模式被称为平均电流控制模式。在电感电流iL被C1和RF滤波之后，获得具有与输入电压相同的符合率的基本电流II。

在相同的输出功率下，由峰值电流控制的开关管的电流容量是原来的两倍。平均电流控制，在正弦半波内，电感电流小于零，在每次DC/DC开关导通之前，电感L1和二极管VD都是电流，在断开的瞬间，因此开关的电流和二极管反向恢复VD中的电流在L1到V的开关器件和二极管的直流转换电路中形成“杀手”寿命，选择部件时应特别小心。并且峰值电流控制不具有这个缺点，只要检测电感电流下降的变化率，当电流过零时会允许开关断开，并且峰值电流用限流电阻检测可以达到当天，所以便宜可靠，适合小功率场合。

 

典型功率因数校正电路

在供电系统中，平均电流控制模式被广泛使用，它具有稳定性好、失真小的优点，其最大应用功率可达6kW，下面介绍典型的控制器UC3854及其应用。

UC3854是一种用于有源功率因数校正的专用控制电路。它可以完成升压转换器功率因数校正所需的所有控制功能，使功率因数达到0.99以上，输入电流波形失真小于5%。控制器采用平均电流型控制，控制精度高，开关噪声低。

使用UC3854功率因数校正电路后，不仅可以校正功率因数，而且可以保持输出电压稳定（当输入电压在80到260V之间变化时），因此它也可以用作交流/直流电压调节器。UC384采用推挽输出级，其输出电流可达1A以上，因此输出的固定PWM脉冲可以驱动大功率MOSFET。

 

UC3854的内部框图及其组成

图5-4显示了UC3854的内部框图。

① 欠压闭锁比较器（UVLC）。

当电源电压Vcc高于16V时，建立参考电压，振荡器开始振荡，并且输出级输出PWM脉冲。当电源电压Vcc低于10V时，参考电压被中断，振荡器停止振荡，并且输出级被阻断。

② 启用比较器（EC）。

使能引脚（引脚10）输出电压高于2.5V，输出级输出驱动脉冲；当使能引脚的输出电压低于2.25V时，输出级关闭。

UVLC比较器和EC比较器的输出分别连接到栅极的输入端。只有当两个比较器都输出高电压时，才能建立参考电压，并且器件输出脉冲。

③ 电压误差放大器（VEA）。

功率因数校正电路的输出电压在通过电阻器分压器电路之后被施加到电压误差放大器（VEA）的反向输入。输出电压和7.5V参考电压之间的差值被放大并加到乘法器（A）的一个输入端。

④ 乘数（MUL）。

除了误差电压之外，乘法器输入信号还具有与整流AC电压成比例的电流IAC（B端子）和前馈电压VRMS（C端子）。

⑤ 电流误差放大器（CEA）。

乘法器输出的参考电流IMO在电阻器RMO的两端产生参考电压。在减去检测电阻RS两端的电压降和RMO两端的电压后，产生电流采样信号并将其加到电流误差放大器的输入端。误差信号由电流误差放大器（CEA）放大，然后加到PWM比较器的输入端，通过与振荡器的锯齿波电压比较来调整输出脉冲的宽度。

⑥ 振荡器（OSC）。

振荡器的振荡频率由引脚14的外部电容CT和引脚12的外部电阻RSET决定。振荡器只有在基准电压建立之后才开始振荡。

⑦ PWM比较器（PWMCOMP）

电流误差放大器（CEA）输出信号与振荡器锯齿波电压比较后，产生脉宽调制信号，该信号被加到触发器（FIIPFLOP）上。

⑧ 触发器、振荡器（OSC）和PWM比较器（PWMCOMP）

输出信号分别加到FLIP FLOP R、S端，控制触发器的输出脉冲，脉冲经过门电路和推拉输出级，驱动外部功率MOSFET。

⑨ 参考电源（REF）。

参考电压REF由欠压阻断比较器（UVLC）和使能比较器（EC）控制。当两个比较器都输出高电压时，引脚9可以输出7.5V的参考电压。

⑩ 峰值电流限制比较器（LMT）。

电流采样信号被加到比较器的输入端。当输出电流达到一定值时，比较器通过触发器关闭输出脉冲。

⑪ 软启动电路（SS）。

建立参考电压后，向引脚SS（引脚13）的外部电容器CSS施加14μA电流。在充电开始时，引脚13的电压为零，连接在引脚13中的隔离二极管导通，电压误差放大器（VEA）的参考电压为0，UC3854没有输出脉冲。当CCS充满电时，隔离二极管关闭，软启动电容器与电压误差放大器隔离，软启动过程完成。

UC3854通常输出脉冲。当发生欠压封锁或使能关闭时，门的输出信号不仅关闭输出，而且使CSS两端的内部晶体管导通，从而使CSS放电，以确保CSS在下一次启动时从零充电。

 

引脚排列和功能

UC3854可以封装为多种格式，如DIL-16、SOIC-16、PLCC-20和LCC-20。然而，DliL1是常用的。图5-5显示了这种格式的引脚排列。

① GND（引脚1）接地端子：测试所有电压的参考点。振荡器的定时电容器的放电电流也通过该引脚返回。因此，定时电容器到引脚的距离应该尽可能短。

② （引脚2）峰值限流端：峰值限流阈值为0V，引脚应连接到电流采样电阻的负电压。电阻器应连接在该引脚和参考电压引脚VREF（引脚9）之间，以便电流采样电压上升到地电位。

③ CA-Out（引脚3）电流放大器输入：引脚是电压误差放大器的输出，用于检测和放大电网输入电流，控制脉宽调制器，并强制校正电网输入电流。

④ ISENSE（引脚4）电流采样电压负极：引脚为电流放大器反相端。

⑤ 多路输出（引脚5）模拟乘法器输出端和电流采样电压正极：模拟乘法器的输出直接连接到电流放大器的同相输入端。

⑥ IAC（引脚6）输入交流电流采样信号：IAC从引脚添加到模拟乘法器。

⑦ VA输出（引脚7）电压放大器输出：引脚电压可以调节输出电压。

VRMS（引脚8）RMS电压输入端：整流桥输出电压分压加到引脚上，为了实现最佳控制，引脚电压应在1.5～3.5V之间。

⑨ VREF（引脚9）参考电压输出端：该引脚输出7.5V的参考电压，最大输出电流为10mA，可内部限流。当VCC为低或使能引脚ENA为低时，引脚电压为零，应将容量为0.1μF的电容器接地。

⑩ ENA（引脚10）启用控制：输出UC3854 PWM驱动电压的逻辑控制信号的输入。该信号还控制参考电压、振荡器和软启动电路。当不需要控制时，引脚应连接到5V电源或通过100KΩ电阻器连接到VCC引脚。

⑪ 电压放大器的反相输入（引脚11）：功率因数校正电路的输出电压在分压器之后施加到该引脚。还应在引脚和电压放大器的输出端（引脚7）之间添加RC补偿网络。

⑫ RSET（引脚12）振荡器定时电容器充电电流和乘法器最大输出电流设置电阻器的接入端。引脚和接地之间连接有一个电阻，用于设置定时电容器的充电电流和乘法器的最大输出电流。乘法器的最大输出电流为3.75V/RSET。

⑬ SS（引脚13）软启动：当UC3854停止工作或VCC过低时，该引脚电压为零。开始工作后，14μA电流外部电容器充电，引脚电压逐渐增加到7.5V，PWM脉冲占空比逐渐增加，输出电压逐渐增加。

⑭ 定时电容接入端：定时电容CT连接在引脚和地之间，通过按下公式可以设置振荡器的工作频率。

⑯ VCC（导线箱15）正电源电压；为了确保正常工作，胸部电压应高于17V。为了吸收外部MOSFET栅极电容器充电时产生的电流峰值，应在引脚和接地之间连接一个旁路电容器。

⑯ 栅极驱动电压输出：该引脚输出电压驱动外部MOSFET功率管。引脚内部连接有箝位电路，该箝位电路可以将输出脉冲幅度箝位在15。因此，当设备仍能正常工作时。在实践中，大于5ω的引脚应连接到MOSFET的栅极

电阻，以免驱动电容负载，出现电流过冲现象。

 

实际应用电路

图5-6显示了由UC3854组成的250W功率因数校正电路。电路的输入电压范围为85~265V，功率因数可达0.99以上。

电路的基本组成。该电路基于UC3854控制电路和升压转换器电路。升压转换器电路由1mH升压电感器、功率MOSFET（APT5052）、隔离二极管（UHV806）和450μF滤波电容器组成。升压电感器在电流连续状态下工作。在这种工作状态下，脉冲占空比由输入电压与输出电压的比值决定，并且输入电流的纹波非常小，因此电网噪声相对较低。此外，升压转换器的输出电压必须高于电网的峰值输出电压。

控制电路由UC3854及其外部部件组成。引脚GT-Drv输出PWM脉冲被添加到功率皮革MOSFET的栅极。脉冲驱动的占空比由以下四个输入信号同时控制：

Vsense（引脚11）：直接输入电压采样信号。

IAC（引脚6）：栅极电压整形采样信号。

IENSE/Mult-Out（引脚4/引脚5）：电网电流采样信号。

VRMS（引脚8）：网络电压RM的采样信号。

② 保护输入的设计

Ena（使能）：只有在引脚电压达到2.5V后，才能建立参考电压和驱动电压（GT Drv）。只有在接通电源并经过一定延迟后，才能输出驱动信号。如果不使用此功能，则引脚应通过100KΩ电阻连接到VCC引脚。

B.SS（软启动）：引脚电压可以降低电压误差放大器的参考电压，以便在功率因数校准下调整电路的直流输出电压。该引脚可以输出14μA的电流，并为0.01μF的软启动电容器充电，使电容器两端的电压从0V增加到7.5V。

PECLMT（峰值电流限制）：此引脚输入信号限制功率MOSFET的最大电流。当0.25ω电流采样电阻器两端电压为（7.sv2kω）/10kω=1.5V时，最大电流为6A（6a0.25ω=1.5V），引脚PK LMT电压为0V，输出电流大于6A。电流限制开始。为了滤除高频噪声，应在引脚和接地之间连接一个470pF的旁路电容器。

③ 控制输入的设

VSENSE（输出直流电压采样）：VSENSE输入阈值电压为7.5V，输入偏置电流为50μA，输出压电电阻应确保引脚输入电压不高于7.5V，例如：

图5-6中的180KΩ电阻器和47nF电容器构成了电压放大器补偿网络。

IAC（电网电压波形采样信号）：为了使强制电网输入电流的波形与输入电压的波形相同，必须将电网电压波形取样信号加到IAC引脚。信号（IAC）在乘法器中与电压误差放大器的输出信号相乘，以产生电流控制回路的参考电流信号。

当电网输入电压过零时，管脚IAC的电流为零，当电网输入压力达到峰值时，管脚怠速控制的电流应为400μA，因此RAC可计算如下：

 

导线IAC和参考电压（UREF）导线之间的电阻RREF应为：

ISENSE/Mult-Out（电网输入电流采样）：0.25Ω电流采样电阻器两端的电压降施加在引脚4和5（电流放大器的两个输入）之间。620pF和24KΩ电阻器构成了电流放大器的补偿网络。电流放大器具有非常宽的带宽，因此网络电流可以随着电压的变化而变化。

VRMS（网络电压RMS的采样）：该电路的交流输入电压可以在85到260V之间变化。采用网络电压均方根前馈电路，以确保输入电压变化时（假设负载功率不变）输入功率不变。因此，在乘法器中，网络电流必须除以网络电压RMS的平方。施加到引脚8（VRMS）的电压与整流后的电网电压的平均值成比例（也与RMS成比例）。电压在芯片内部被平方，作为乘法器的除数。乘法器IMO（引脚5）的输出电流与引脚6的输入电流IAC和引脚7的电压放大器输出的电压成比例，与引脚8的VRMS电压的平方成反比，即

④ PWM频率的设置。在该电路中，振荡器以100kHz的频率工作，该频率由引脚14的外部电容CT和引脚12的外部电阻RSET决定。设计电路时，应首先确定RSET，因为该电阻值会影响乘法器的最大输出电流IMULT（Max）：

 

当RSET为15KΩ电阻器时

当一个4KΩ电阻器连接在乘法器的输出端（引脚5）和0.25Ω采样电阻器之间时，电流采样电阻器中的最大电流为：

在确定RSET之后，可以根据所需的开关频率F来计算定时电容器CT的容量。

 

 

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